Cómo elegir un amplificador operacional para un circuito real

Casi toda elección de operacional empieza en un buscador paramétrico ordenado por precio y se detiene en la primera pieza cuyo ancho de banda parece bastante grande. Funciona las veces suficientes como para convertirse en costumbre y falla exactamente de las formas que han descrito las nueve lecciones anteriores.

Esta lección plantea lo contrario. Empieza por lo que el circuito tiene que hacer, convierte cada requisito en un número y aplica los números en un orden que elimine candidatos lo antes posible.

Respuesta rápida. Trabaja en tres pasadas. Primero aplica las restricciones que una pieza cumple o no cumple: tensión de alimentación, rango de entrada en modo común, recorrido y corriente de salida, ganancia mínima estable y rango de temperatura. Esas eliminan sin ningún intercambio. Después aplica los requisitos de prestaciones que puedes calcular: producto ganancia-ancho de banda, slew rate, offset y deriva, corriente de polarización y ruido. Sólo entonces negocia entre lo que quede, con la corriente de reposo, el encapsulado y el coste.

Por qué no hay un mejor operacional

Un ranking necesita una ponderación, y la ponderación es una propiedad de tu circuito, no de las piezas. Una pieza excelente para un amplificador de fotodiodo es la equivocada para medir la corriente de un motor, y el motivo no es que una esté mejor hecha.

Eso no es una advertencia legal, es el método. Si no sabes decir qué parámetro manda en tu circuito, ninguna lista de recomendaciones te va a ayudar, porque no vas a poder distinguir una buena recomendación de una mala.

Así que la salida de esta lección no es una referencia de componente. Es una lista corta que puedas defender, y un registro de qué requisito eliminó qué.

Pasada uno: las restricciones sin intercambio

Son binarias. La pieza las cumple o se queda fuera, y no hay bondad en otro sitio que lo compense.

• Tensión de alimentación. ¿Funciona con tu raíl, en el extremo bajo de su

tolerancia, y está tu raíl dentro de su máximo absoluto en el extremo alto? Esto elimina más candidatos que ninguna otra cosa y cuesta diez segundos.

• **Rango de entrada en modo común a tu tensión de modo común, con

temperatura.** Calcula dónde se sitúan de verdad las entradas en todo el rango de señal y después mira la especificación en los extremos de temperatura, no a 25 °C. La lección 7 es este requisito en detalle.

• Recorrido de salida con tu corriente de carga. No la cifra de portada.

La cifra con la corriente que pide tu carga de verdad, que como enseña la lección 8 puede ser varias veces peor.

• Corriente de salida. Incluida la que pida la red de realimentación, que

es fácil de olvidar en un divisor de baja impedancia.

• Ganancia mínima estable. Las piezas descompensadas dan más ancho de

banda a cambio de no poder usarse por debajo de cierta ganancia en lazo cerrado. Si tu ganancia de ruido está por debajo, la pieza no es candidata.

• Rango de temperatura, calificación y encapsulado. Incluido si de verdad

puedes comprarla en la cantidad y el plazo que necesitas.

Pasada dos: los números que puedes calcular

Cada uno de estos sale de una ecuación de una lección anterior, aplicada a tu circuito.

La disciplina que hace útil todo esto es repartir el presupuesto de error antes de mirar ninguna pieza. Decide cuántos códigos del convertidor de error le tocan a cada mecanismo y después convierte cada asignación en un límite de especificación. Hacerlo al revés, encontrando una pieza y mirando luego si sus números parecen aceptables, es como los diseños acaban con un parámetro diez veces mejor de lo necesario y otro al límite.

Aplicarlo a nuestro frontal

Requisitos, recogidos de las lecciones anteriores:

• Una sola alimentación de 3,3 V.
• Salida del sensor de 0 a 20 mV, referida a masa, con una resistencia de

fuente de alrededor de 1 kΩ.

• Ganancia no inversora de 119, ganancia de ruido 119.
• Salida de 0,02 V a 2,38 V hacia la entrada de un convertidor de 12 bits, con

carga de continua despreciable.

• Ancho de banda de la señal, 1 kHz.
• Rango de funcionamiento de 25 °C a 85 °C, con calibración de un punto a

25 °C.

• Presupuesto de error: 10 códigos para el offset inicial, 10 para la deriva y

medio código de ruido.

Convertidos en límites:

GBW ≥ 1 000 × 119 = 119 kHz
slew rate ≥ 2π × 1 000 × 2,38 = 0,015 V/µs
offset máximo = 10 × 806 µV / 119 = 67,7 µV
deriva máxima = 67,7 µV / 60 °C = 1,13 µV/°C
error por polarización = IB × 1 kΩ, así que 10 nA dan sólo 10 µV
densidad de ruido ≤ (6,8 µV / 2) / √1 000 Hz ≈ 107 nV/√Hz

Ahora mira cuáles de esos han hecho algún trabajo.

Aprietan: el rango de entrada en modo común tiene que incluir masa, porque ahí está la señal. La salida tiene que llegar a unos 20 mV de masa por el mismo motivo. El offset tiene que estar por debajo de 68 µV y la deriva por debajo de 1,1 µV/°C, que juntos son la restricción de verdad y apuntan a una pieza de precisión y no a una de propósito general.

No aprietan, y por mucho: 119 kHz de producto ganancia-ancho de banda no exigen nada. Un slew rate de 0,015 V/µs lo cumple cualquier cosa. 107 nV/√Hz de ruido va holgado. Una corriente de polarización de 10 nA cuesta 10 µV, apenas más de un código, porque la resistencia de fuente es baja. Cuatro de los seis cálculos no eliminaron nada.

Ese resultado es la razón de hacer las cuentas. Sin ellas, el instinto obvio es comprar ancho de banda y poco ruido, que este circuito no necesita, mientras quizá se acepta una especificación de offset que se come en silencio todo el presupuesto de error.

Fíjate también en cuánto depende la respuesta del circuito y no del amplificador. Cambia el sensor de 1 kΩ por el de 1 MΩ de la lección 6 y la línea de la corriente de polarización salta de 10 µV a 10 mV, pasando de irrelevante a dominante, y la lista corta cambia de piezas bipolares de precisión a piezas CMOS. Nada del amplificador ha cambiado. Lo ha hecho una resistencia.

Los parámetros en los que la gente se pasa

• Ancho de banda. Más producto ganancia-ancho de banda cuesta en general

corriente de reposo, y un amplificador más rápido está más dispuesto a amplificar cosas que no querías, así que a un circuito que necesita 8 kHz no le aporta nada una pieza de 50 MHz.

• Poco ruido. Un ruido de tensión bajo suele venir con más corriente de

polarización de entrada, porque tiende a significar una etapa de entrada bipolar funcionando con más corriente. Con una fuente de alta impedancia eso es un mal cambio.

• Precisión. Si ya hay una calibración de dos puntos en el proceso de

producción, el offset inicial sale casi gratis y el dinero le corresponde a la especificación de deriva.

• Rail-to-rail en todo. Como enseñaba la lección 8, se paga en algún

sitio, y una etapa con ganancia y señal a media alimentación no necesita ninguno de los dos extremos.

Dos cosas que la portada de la hoja no te va a contar

El rechazo a la alimentación cae con la frecuencia. La cifra de portada es un número de continua o de baja frecuencia, y el rechazo se degrada al subir la frecuencia, lo que importa cuando la alimentación es un regulador conmutado cuyo rizado está en cientos de kilohercios. La capacidad del amplificador de ignorar ese rizado a la frecuencia de conmutación es bastante peor de lo que sugiere la portada, y el remedio suele estar en la alimentación y no en el amplificador. De dónde salen ese rizado y sus armónicos lo cuenta la lección sobre el nodo de conmutación del curso de reguladores conmutados.

Típico no es máximo. Varios de los parámetros de este curso se dan habitualmente como valores típicos sin límite garantizado. Un diseño cuya corrección depende de una cifra típica es un diseño que funciona en la mayoría de las unidades.

Hasta dónde llega esto

Este curso ha tratado de un solo amplificador dentro de un lazo realimentado. Varios problemas muy próximos quedan deliberadamente fuera: amplificar una señal diferencial pequeña montada sobre una tensión de modo común grande, que es el trabajo de un amplificador de instrumentación; repartir el presupuesto de ruido y el filtrado a lo largo de una cadena de señal completa; y atacar la entrada de un convertidor para que se establezca dentro de un periodo de muestreo, que es un problema distinto de todo lo anterior porque la carga conmuta en vez de estarse quieta.

Cada uno de ellos es un tema por derecho propio, y cada uno da por sabido lo que ha cubierto este curso.

Fuentes y lecturas

• Texas Instruments: Understanding Operational Amplifier Specifications (SLOA011) — informe de aplicación, qué significa cada parámetro de la hoja y bajo qué condiciones se garantiza.
• Texas Instruments: Trade-offs Between CMOS, JFET, and Bipolar Input Stage Technology (SBOA355) — informe de aplicación, cómo la tecnología de entrada acopla ruido, offset y corriente de polarización en una sola decisión.
• Microchip: AN722 Operational Amplifier Topologies and DC Specifications — nota de aplicación, convertir las especificaciones de continua en un presupuesto de error del circuito.
• Microchip: AN723 Operational Amplifier AC Specifications and Applications — nota de aplicación, el lado de alterna del mismo ejercicio.
• Texas Instruments: When to Use an Amplifier with Rail-to-rail Inputs, and What to Watch Out for (SSZTB56) — artículo técnico, decidir si una entrada rail-to-rail es un requisito o una costumbre.